緒論：寫作既是個人情感的抒發，也是對學術真理的探索，歡迎閱讀由發表云整理的11篇電路設計論文范文，希望它們能為您的寫作提供參考和啟發。

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1.1超聲波收發電路由于檢測裝置工作于井下，井口只為其提供了一路＋24V直流電源，各單元電路的工作電源需要依靠DC／DC變換電路獲得。控制系統和信號處理系統使用的＋5V和±12V電源由LM2596－5．0承擔，其主路輸出＋5V／2A電源供單片機等數字系統使用，將其儲能電感改用5026－47μH環形功率電感，并在其上增加兩個輔助繞組，經整流、濾波和LM78（79）L12三端穩壓IC后產生±12V／0．1A直流電源供信號處理系統使用；超聲波發射采用了高壓脈沖激勵方式，＋200～300V激勵電壓由＋24V供電電壓經簡單的Boost升壓電路獲得，利用單片機送來的1ms周期、5μs脈寬脈沖信號控制MOSFET開關管實現對超聲波發射探頭的激勵，儲能電感選用TDK－NL565050T－822J－PF（8．2mH）貼片電感，NMOS開關管選用2N60即可。超聲波激勵及電源變換電路如圖2所示。經實測，激勵脈沖會在接收探頭中產生一個較大的諧振頻率為5MHz、大約5個周期的串擾信號，為此，接收電路設計了一個對發射激勵脈沖延遲6μs、持續30μs的使能控制信號，控制接收放大處理電路僅在使能信號有效期間實現回波信號的放大和輸出，使之能夠在鋼管內壁和外壁反射的一次、二次回波信號到來之前有效地消除激勵脈沖串擾的影響，使能控制信號時序關系見圖3。檢測裝置中用于時間差測量的TDC－GP2的典型應用是作為超聲波流量計、激光測距儀的時間間隔測量、頻率和相位信號分析等高精度測試領域。在這些應用中輸入信號一般都較強，經簡單處理后即可作為TDC－GP2的START、STOP控制信號使用，而該檢測裝置的超聲波回波信號尤其是多次反射回波信號非常微弱且雜波較大（實測回波信號大約在mV數量級），必須經高增益寬帶放大器放大和濾波、檢波、整形處理后才能勝任。寬帶放大器由AD604承擔，可獲得6～54dB的增益并可由VGN端電壓連續控制，可較好地滿足超聲波回波信號高速高增益放大的要求［2］。考慮到僅需將回波信號放大處理后形成STOP控制脈沖即可，故電路僅利用可調電阻對2．5V基準電壓（由TL431產生）分壓獲得的VGN電壓進行增益設定，但設計電路亦有預留接口可用于接受經單片機和DAC輸出的AGC控制電壓，實現增益的閉環控制。AD604前級放大電路如圖4所示。帶通濾波器選用由MAX4104構成，設計中心頻率為5MHz，帶寬約為1MHz；鉗位和檢波由AD8036完成，具有卓越的鉗位性能和精度高、恢復時間短、非線性范圍小、頻帶寬的特點；檢波輸出信號的整形處理由MAX9141負責，這是一款具有鎖存使能和器件關斷功能的高速比較器，具有高速、低功耗、高抗共模能力和滿擺幅輸入特性等，回波信號經其整形處理后可獲得理想的脈沖前沿，并便于與TTL邏輯電平接口，還可以方便地實現回波信號輸出的使能控制。信號調理電路如圖5所示。

1.2時間差測量電路回波信號時差測量選用了德國ACAM公司的高精度時間間隔測量芯片TDC－GP2。TDC－GP2采用44腳TQFP封裝，內含TDC測量單元、16位算術邏輯單元、RLC測量單元及與8位處理器的接口單元和溫度補償單元等主要功能模塊，利用內部ALU單元計算出時間間隔，并送入結果寄存器保存。TDC－GP2基于內部的硬件電路測量“傳輸延時”，以信號通過內部門電路的傳輸延遲來實現高精度時間間隔測量，測量分辨率可達pS數量級，可以很好滿足項目測量的要求。單片機在給超聲波傳感器提供發射激勵脈沖的同時給TDC－GP2提供START信號指令使之開始計時工作，超聲波接收頭接收到的反射回波信號經放大、處理后作為STOP指令信號，由TDC－GP2完成兩次反射波時間間隔的測量。由前述可知，STOP與START信號的時間差大約在6～40μS之間，時差測量分辨率約為0．07μs，為此，設定TDC－GP2工作于“測量模式2”，在該模式下芯片僅使用通道1，可允許4個脈沖輸入，實現STOP1與START信號之間的時間差測量，測量范圍在60ns～200ms，然后，由TDC－GP2計算出各回波信號間的時間差Δt＝tB－tS＝tn－tn－1。測量原理如下：在輸入START信號指令后，芯片內部測量出該信號前沿與下一時鐘上升沿的時差，標記為Fc1；之后，計數器開始工作，得到predivider的工作周期數，并標記為Cc；這時，重新激活芯片內部測量單元，測量出輸入的STOP1信號的第一個脈沖（一次反射回波）前沿與下一時鐘上升沿的時差，標記為Fc2，將STOP1信號的第二個脈沖（二次反射回波）前沿與下一時鐘上升沿的時差標記為Fc3，……；Cal1和Cal2分別表示一個和兩個時鐘周期。

1.3單片機接口電路實現系統控制和數據處理的單片機選擇余地較大，項目結合TI公司中國大學計劃選用了美國德州儀器公司生產的MSP43016位單片機，具有16位總線、帶FLASH的微處理器和功耗低、可靠性高、抗強電干擾性能好、適應工業級運行環境的特點，很適合于作現場測試設備的控制和數據處理使用［4］。TDC－GP2其與單片機的通信方式為四線串行通信（SPI），利用MSP430的4個P2．x和P4．2I／O口實現GP2的選通、中斷和開始、結束使能以及復位等控制功能。MSP430除用來對GP2控制和數據處理外，還可以留出一些資源實現設備其他電路和動作機構的控制使用。單片機接口電路原理和程序流程分別如圖8和圖9所示。

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EFT/B干擾信號在線路傳導過程中，其中的共模干擾信號頻率高，且干擾幅度大，對設備的影響較大，差模信號頻率低，干擾幅度小，對設備的影響也較小，所以針對高頻干擾信號較強這一情況，我們的濾波電路設計為低通濾波電路，見圖1。圖中，C1和C2電容為差模濾波電容，主要是為了濾除差模信號，為了防止在通電的瞬間產生較大的沖擊電流，此電容選用不宜過大。C3和C4為共模濾波電容，和共模扼流圈一起，共同組成共模濾波電路濾除電源線和地線之間的共模干擾。

L1為共模扼流圈（圖2），采用鐵氧體做磁芯，雙線反向并繞，由結構特點，對中高頻的共模干擾信號呈現很大阻抗，抑制中高頻共模信號通過，達到濾波的目的。理想的共模扼流圈對差模干擾信號本無抑制作用，但實際上繞組線圈之間存在的間隙，也會產生差模電感，對差模干擾信號也有一定的抑制作用。另外共模電感還可以抑制本身不向外發出電磁干擾，避免影響其他設備電路工作。共模扼流圈上的電感為儲能元件，在抑制傳導性干擾上有明顯作用，但是電感本身的適用頻率一般不高于50MHz，所以對高于50MHz的超高頻干擾信號，我們在輸入信號線加鐵氧體磁環來抑制超高頻干擾。

鐵氧體磁環是一種很常用的濾波材料，它本身屬于能量轉換器件，低頻信號通過時，鐵氧體磁環不會影響數據和有用信號的傳輸，但高頻信號通過時，鐵氧體磁環會大大增加阻抗，把高頻干擾轉換為熱量消耗掉。實驗證明，鐵氧體的確對濾波電路的濾波效果產生了非常積極的作用。根據上面的設計方案，我們用通過試驗做一下驗證。試驗中，EFT/B信號U=4KV，分別注入L線和N線，得數據如表格1。由表格1的實驗數據，我們可以得出，濾波器對EFT/B干擾信號有很明顯的抑制效果，不管是差模部分還是共模部分均取得滿意效果。

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2中央控制器硬件

電路中央控制電路如圖2所示，由于數字電路的頻率高、模擬電路的敏感度強的特點，針對通信信號線，高頻的信號線要盡可能遠離敏感的模擬電路器件，因此，本設計將模擬地與數字地進行隔離．C8051F500芯片內部提供了穩定的24M內部晶振，因而電路中未設置外部晶振電路．SiliconLabs公司C8051F500芯片內部集成博世CAN控制器，采用CAN協議進行串行通信．CAN控制器包含一個CAN核、控制寄存器、消息RAM及消息處理狀態機．控制器符合博世2．0A基本CAN標準和2．0B全功能CAN標準，方便在CAN網絡上的通信．

3電源電路設計

采用了LM2937IMP－5．0的12V轉5V轉壓芯片;為保護轉壓電路的安全性，防止回流，采用二極管N5817;輸入及輸出兩端的電容起到穩定兩端電壓的作用．CAN/LIN總線接口芯片電路設計CAN總線接口電路如圖4所示，其中P0口的P0．6和P0．7分別為CAN總線收發器TJA1040與主控制器C8051F500Q的發送接口和接收接口．TJA1040作為CAN物理總線和控制器之間的硬件接口，能提高對CAN總線的差動發送與差動接收能力［5］．LIN總線接口電路如圖5所示，LIN總線通信需要12V外部供電，P1口的P1．0和P1．1分別作為LIN總線收發器TJA1020與主控制器C8051F500Q的發送接口和接收接口，P1．2作為LIN的啟動引腳．TJA1020是LIN物理總線和主———從協議控制器之間的硬件接口，工作波特率在2．4kbits/s～20kbits/s之間．TXD管腳輸入的發送數據通過LIN收發器轉換成LIN總線信號，通過收發器控制轉換速率與波形，這樣能夠減少EME．通過一個內部終端電阻LIN總線的輸出管腳被拉成高電平．通過LIN總線的輸入管腳，收發器檢測到的數據流通過RXD管腳發送至微控制器［6－7］．

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本設計采用從閃存引導的方式加載DSP的程序文件,閃存具有很高的性價比,體積小,功耗低。由于本系統中的閃

存既要存儲DSP程序,又要保存對應于不同的伽瑪值的查找表數據以及部分預設的顯示數據,故選擇ST公司的容量較大的M29W641DL,既能保存程序代碼,又能保存必要的數據信息。

圖2為DSP與閃存的接口電路。因為采用8位閃存引導方式,所以ADSP-21160地址線應使用A20-A0,數據線為D39—32,讀、寫和片選信號分別接到閃存相應引腳上。

系統功能及實現

本設計采用ADSP-21160完成伽瑪校正、時基校正、時鐘發生2S、圖像優化和控制信號的產生等功能。

1伽瑪校正原理

在LCD中,驅動IC/LSI的DAC圖像數據信號線性變化,而液晶的電光特性是非線性,所以要調節對液晶所加的外加電壓,使其滿足液晶顯示亮度的線性,即伽瑪(Y)校正。Y校正是一個實現圖像能夠盡可能真實地反映原物體或原圖像視覺信息的重要過程。利用查找表來補償液晶電光特性的Y校正方法能使液晶顯示系統具有理想的傳輸函數。未校正時液晶顯示系統的輸入輸出曲線呈S形。伽瑪表的作用就是通過對ADC進來的信號進行反S形的非線性變換,最終使液晶顯示系統的輸入輸出曲線滿足實際要求。

LCD的Y校正圖形如圖3所示,左圖是LCD的電光特性曲線圖,右圖是LCD亮度特性曲線和電壓的模數轉換圖。

2伽瑪校正的實現

本文采用較科學的Y校正處理技術,對數字三基信號分別進行數字Y校正(也可以對模擬三基信號分別進行Y校正)。在完成v校正的同時,并不損失灰度層次,使全彩色顯示屏圖像更鮮艷,更逼真,更清晰。

某單色光Y調整過程如圖4所示,其他二色與此相同。以單色光v調整為例:ADSP-21160首先根據外部提供的一組控制信號,進行第一次查表,得到Y調整系數(Y值)。然后根據該Y值和輸入的顯示數據進行第二次查表,得到經校正后的顯示數據。第一次查表的Y值是通過外部的控制信號輸入到控制模塊進行第一次查表得到的。8位顯示數據信號可查表數字0～255種灰度級顯示數據(Y校正后)。

3圖像優化

為了提高圖像質量,ADSP-21160內部還設計了圖像效果優化及特技模塊,許多在模擬處理中無法進行的工作可以在數字處理中進行,例如,二維數字濾波、輪廓校正,細節補償頻率微調、準確的彩色矩陣(線性矩陣電路),黑斑校正、g校正、孔闌校正、增益調整、黑電平控制及雜散光補償、對比度調節等,這些處理都提高了圖像質量。

數字特技是對視頻信號本身進行尺寸、位置變化和亮,色信號變化的數字化處理,它能使圖像變成各種形狀,在屏幕上任意放縮,旋轉等,這些是模擬特技無法實現的。還可以設計濾波器來濾除一些干擾信號和噪聲信號等,使圖像的清晰度更高,更好地再現原始圖像。所有的信號和數據都是存儲在DSP內部,由它內部產生的時鐘模塊和控制模塊實現的。

4時基校正及系統控制

由于ADSP-21160內部各個模塊的功能和處理時間不同,各模塊之間存在一定延時,故需要進行數字時基校正,使存儲器最終輸出的數據能嚴格對齊,而不會出現信息的重疊或不連續。數字時基校正主要用于校正視頻信號中的行,場同步信號的時基誤差。首先,將被校正的信號以它的時基信號為基準寫入存儲器,然后,以TFT-LCD的時基信號為基準讀出,即可得到時基誤差較小的視頻信號。同時它還附加了其他功能,可以對視頻信號的色度、亮度、飽和度進行調節,同時對行、場相位、負載波相位進行調節,并具有時鐘臺標的功能。

控制模塊主要負責控制時序驅動邏輯電路以管理和操作各功能模塊,如顯示數據存儲器的管理和操作,負責將顯示數據和指令參數傳輸到位,負責將參數寄存器的內容轉換成相應的顯示功能邏輯。內部的信號發生器產生控制信號及地址,根據水平和垂直顯示及消隱計數器的值產生控制信號。此外,它還可以接收外部控制信號,以實現人機交互,從而使該電路的功能更加強大,更加靈活。此外,ADSP21160的內部還設計了I2C總線控制模塊,模擬FC總線的工作,為外部的具有I2C接口的器件提供SCLK(串行時鐘信號)和SDA(雙向串行數據信號)。模擬I2C工作狀態如圖5和圖6所示。

系統軟件實現

在軟件設計如圖7所示,采用Matlab軟件計算出校正值,并以查找表的文件形式存儲,供時序的調用。系統上電

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2研究型實踐教學模式的具體實施

2.1課程結構優化

指導學生接觸各類資料，能夠提出問題，進而解決問題以掌握知識、應用知識，完成對知識的一個探求過程；對實驗內容進行適當調整和完善，使課程體系更全面更科學，更能貼近行業發展，更能體現學生的主動性。

2.2采用課堂討論進行專題研討的教學方法

在研究型實踐教學模式中，師生互動有助于學生對基本概念、基本理論、基本方法的理解和掌握。根據課程需要，結合國內外的研究現狀和發展趨勢，采用與行業內吻合的實驗軟件，挑選合適的電路原型做仿真設計，并共同探討電路的優化方案。

2.3專業資料查詢能力培養

為學生提供研究資料或指導學生進行資料查詢、整理，鼓勵學生從圖書館、書店、網絡等各種途徑查閱文獻資料，以充實自己的研究基礎。提醒學生要對已收集的資料進行批判性的研究，去偽存真，指導學生從這些資料中總結、分析、解釋與實踐研究課題相關的理論、知識經驗以及前人的研究成果。

2.4指導學生撰寫專題論文（報告）

在研究型實踐教學過程中，指導學生通過論文、調查報告、工作研究、分析報告、可行性論證報告等形式記錄實踐研究成果。在撰寫論文時，要求學生要了解實踐課題研究報告的一般撰寫格式；要先擬訂論文的寫作提綱，組織好論文的結構，做到綱舉目張；會用簡練、嚴謹、準確的語言表達自己的思想，不追求文章的長短。指導學生開展專題電路討論，由學生根據自己感興趣的課題來查找文獻資料，進行研究，完成電路設計和仿真，最后完成專題論文的撰寫。

2.5鼓勵學生參與課題研究

為調動學生參與科研創新活動的積極性，激發學生的創新思維，提高學生實踐創新能力，鼓勵學生參加老師的課題，鍛煉學生的動手能力，培養“研究型”的思維模式。

3研究型實踐教學模式對教師和學生的要求

3.1研究型實踐教學模式對教師的要求

研究型實踐教學模式的實施對任課教師提出了新的要求：一是要熟練地掌握課程的基礎知識和內在結構，還要掌握與課程相關的專業基礎知識和實踐的基本技能；二是要掌握學科最新信息，不斷更新知識，了解課程所涉及學科的最新動態和取得的最新研究成果；三是要熟練運用科學研究的方法和手段。這些都對教師提出了更高的要求。

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2信息化條件

2.1互聯網

隨著信息技術的飛速發展，互聯網在現代生活中越來越普及。互聯網具有信息資源海量、不受時間和空間限制的特點，因此它為自主學習提供了便捷條件。利用互聯網強大的搜索引擎功能，搜索學習內容、疑難問題、模擬考題等。計算機網絡平臺提供了一個友好的交互界面，圖文并茂，靜動結合，生動有趣。由于院校的特殊性，我院學員除了可以在特定地點及方便時間上互聯網外，還可以查閱軍網內部豐富資源。互聯網改變了傳統的學習方式，提高了學習興趣，提高了學員發現問題、解決問題的能力，使學習成為一種主動、積極的過程，自主學習意識進一步加強，學員真正成為學習的主人。

2.2電子圖書館

電子圖書館以互聯網為平臺，主要由實地圖書館和虛擬圖書館兩部分構成。實地圖書館是與傳統圖書館具有一樣的館藏圖書功能，資源歸本單位共享；虛擬圖書館是指本館沒有收藏但是從網絡系統、數據庫中可以獲得信息的圖書館，例如維普、萬方、CNKI等電子期刊，超星、國圖、阿帕比、中國軍事等數字圖書以及碩博論文、外文數據庫等等。學習者在相應數據庫進行文獻搜索、下載需要的論文、書籍完成知識的自主學習與深化，多角度、多維度的學習理論，廣范圍、廣視角的了解應用。我院電子圖書館館藏豐富，既有實地圖書館又有虛擬數據庫，為學員學習提供了資源保障。

2.3軟件工具

軟件工具是指能夠輔助學習的工具軟件，例如繪圖工具AutoCAD，ProE，3DMAX等，仿真工具simulink，EWB，Multisim，ansys等，不同領域選擇不同的軟件工具。以數字電子技術中常用的Multisim和EWB為例(如圖1和2所示)，它具有豐富的元器件庫和儀表庫，當學完電路理論之后，學員大部分直觀認識不深入，對電路是否能夠實現所講述的功能持懷疑態度，仿真軟件恰好解決了這個問題。利用仿真軟件構建虛擬的電路，通過儀表及指示裝置，直觀形象地看到電路現象，加深對理論的理解。同時，在實際搭建電路時，為了避免資源浪費及煩瑣的調試，可利用仿真軟件先驗證設計電路的正確性，之后再去實際搭建。目前學員具有電腦使用條件，只需安裝軟件即可使用，軟件工具的出現為自學提供了又一個有力的條件。

2.4自主學習平臺

自主學習平臺可以是遠程教育學習平臺，也可以是根據不同科目搭建的學習平臺。其作用是學員在教員的輔導和幫助下，自主使用網絡學習平臺，有針對性地選擇各種學習資源，調整學習時間，控制學習過程，以達到學習目標。自主學習平臺具有輔、開放性、自主性、重復性、交互性的特點[3]。為方便學員數字電子技術課程學習，教研室設計了數字電子技術網絡課程(如圖3所示)。主要包含教案、視頻、教案、習題、作業、答疑、測驗以及參考資料等內容。

3以組合電路設計為例，借助信息化條件培養學員自主學習能力

3.1組織流程

組合電路設計內容豐富，方法多樣。課本中講述多以分立元件設計為例講述，為拓展學員思路，本課程安排時筆者并未加以限定，只布置了任務，學員自行完成。教員布置任務，學員以小組形式開展學習。各小組實行組長負責制，針對任務組織學員討論、確定方案，針對不同的方案安排組員提前查閱互聯網、電子圖書館、網絡課程等資料；課上分工協作，不同學員按照不同方案設計實現；學員自學仿真軟件Multisim或者EWB，并借助軟件仿真驗證設計的正確性；設計報告由專人撰寫，匯總各種方案及方法并進行描述；由于時間限制，并非所有奇思妙想都能一一設計實現，因此附加了拓展環節，集思廣益，學員只需描述出新思路新創意即可；最后為檢驗學習效果，加入答辯環節，從小組中任意抽取一名組員，回答其他學員和教員提出的問題。

3.1.1設計任務

1個主評委和3個副評委共4人鑒定某項目，當主評委不贊同，但3個副評委全部贊同項目時，裁定項目通過鑒定；當主評委贊同并且3個副評委中多數贊同項目時，也裁定項目通過鑒定。試設計滿足要求的邏輯電路。你還能想到哪些器件設計方法？

3.1.2小組分配

本教學班次共計43人，4～5人為一小組。組長負責分工，一般2人設計方案，1人學習仿真軟件，1人撰寫設計報告，最終集思廣益，拓展創新方法。

3.1.3豐富的設計方案，多樣化的仿真實現

借助分立元件實現電路設計組合電路是課本中主要講述的方法，其他方法課本中并沒有專門提及。另外，仿真軟件使用方法，如何仿真電路都需要學員自行摸索。但從效果分析，學員都能夠通過自學或者小組互助學習方式解決上述問題。現列舉幾種學員的設計方案及仿真電路。

3.1.4答辯環節

為保障學習效果，筆者設計了答辯形式的督促機制。要求在設計完成后，小組內每位成員都要掌握本組設計的電路方案，隨機抽取某位學員上臺講解，一旦答辯不順利，將會影響本組學員的整體成績。在這種指導思想下，每位學員都參與其中，組內互助，使得方案形成時，每位學員也都掌握了知識。本次課程筆者提問了第一組的一位學員，答辯過程中每當出現思路斷檔，整組學員的精神都跟著緊張起來，但經過思考他順利完成此環節，并且將創新性的設計思路也一同與大家分享。從答辯過程可以看出，第一組學員的團結與協作，看到了傳統課堂上無法發現的閃光點。

3.1.5設計報告

第一項設計任務，第二項設計方案，第三項拓展及心得體會。前兩項旨在對整個知識的梳理，第三項作用有兩點，一是學員方面，總結收獲及不足，創新新思路，例如第九組寫到“電路設計注意布局，圖紙與虛擬實驗有著本質差距”，第一組寫到“一個好的團隊不光有一個好的帶頭人，還要有一群踏實肯干認真聽話、積極進言的成員”。二是教員方面，便于發現學員學習中存在的問題，調查學員對教學實施的滿意度，為后續教學提供寶貴經驗。例如第五組寫到”開關的選擇開始由單刀開關接入不工作，后經小組討論和教員指導換為單刀雙擲開關完成電路仿真”。第二組寫到“課程使我們認識到數電并非純粹的理論學習，而是課堂發揮、試驗動手等綜合能力的培養”“增強了我們的發散性思維，是一種能力的提升”。

4效果分析

按照傳統講授組合邏輯電路設計方法，一般學員比較容易想到教員或者課本上講述的方法，思路禁錮到此無法跳出。時序電路設計與組合電路設計課程形成了鮮明的對比，時序電路設計任務是課后習題，教員只講授了一種設計方法，因此學員在設計過程中多數應用了這種方法，很難擴展思路，開拓創新。而此次組合電路設計是學員沒有見過的任務，教員對其沒有過多的限制，因此設計方案多種多樣，學員自學的潛力此刻淋漓盡致地表現出來。在網絡、仿真軟件等信息化條件下，學員順利完成了本講內容的學習。學員不僅掌握了組合邏輯電路設計的多種方法和仿真軟件的使用方法，還提升了自身的綜合能力。從期末考試成績上分析，平均分79.44，其中良好及以上24人。通過設計報告的心得體會及期末成績分析采取自主學習模式學員多數比較贊同，收獲頗豐。上述事實證明只要給予適合的條件，學員有能力并且能夠出色完成自主學習，同時鍛煉了學員的提出問題、分析問題、解決問題、語言表達等多種能力，強化了團隊協作意識，激發了創新思維。

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RF2514各引腳的排列如圖1所示。各引腳的功能如下：

引腳1，9（GND1，3）：模擬地。為獲得最佳的性能，應使用較短的印制板導線直接連接到接地板。

引腳2（PD）：低功耗模式控制端。當PD為低電平時，所有電路關斷。當PD為高電平時，所有電路導通工作。

引腳3（TXOUT）：發射器輸出端。輸出為晶體管集電極開路（OC）方式，但需要一個提供偏壓（或匹配）的上拉電感和一個匹配電容。

引腳4（VCC1）：TX緩沖放大器電源端口。

引腳5（MODIN）：AM模擬或者數字調制輸入。信號通過該腳輸入可以把調幅信號或者數字調制信號加到載波上，而通過該腳外的一個電阻則可對輸出放大器進行偏置。該腳的電壓不能超過1．1V，過高的電壓可能會燒壞芯片。

引腳6（VCC2）：壓控振蕩器、分頻器、晶體振蕩器、鑒相器和充電泵電源。該端與地間應連接一個中頻旁路電容。

引腳7（GND2）：數字鎖相環接地端。

引腳8（VREFP）：偏置電壓基準端，用于為分頻器和鑒相器提供旁路。

引腳10，11（RESNTR－，RESNTR＋）：該腳可用來為壓控振蕩器（VCO）提供直流電壓，同時也可以對壓控振蕩器的中心頻率進行調節。10腳與11腳之間應連一電感。

引腳12（LOOPFLT）：充電泵的輸出端。該腳與地之間的RC回路可用來控制鎖相環的帶寬。

圖2

引腳13（LDFLT）：用來設定鎖定檢測電路的閾值。

引腳14（DIVCTRL）：分頻控制端。該腳為高電平時，選中64分頻器，反之，選中32分頻器。

引腳15（OSCB）：設計時可將該腳直接連接到基準振蕩器晶體管的基極，由于該基準振蕩器的結構是Colpitts的改進型，因此應在15腳和16腳之間連接一個68pF的電容。

引腳16（OSCE）：設計時將該腳直接連接到基準振蕩器晶體管的發射極，同時在該腳與地之間還應連接一個33pF的電容器。

圖3

2RF2514的內部結構

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聲音采集模塊是實現聲音的采集與處理的第一步，其中傳感器采用駐極體傳聲器。傳聲器的主要作用是將聲音傳換成電壓量，以供后級電路的濾波和放大。經過調理后的電壓信號再送入模數轉換器(ADC)進行數字量化。

1．2A/D控制電路的設計

AD轉換部分是整個聲音采集系統的關鍵。本設計選用了一款精度采樣頻率較高(12位，1．65μs)的模數轉換芯片AD7864，其采用5V單電源供電。4個通道上的輸入信號可同步進行采樣，因而可保留4個輸入通道上的信號相位信息。模數轉換器控制模塊主要在FPGA的基礎上來實現，其中FPGA采用Altera公司的Cyclone系列EP1C12FQ240C8。ADC控制器采用VerilogHDL程序編程實現，設計過程中主要采用了狀態機。模數轉換器控制流程圖AD7864模數轉換后數據的讀取有兩種方法:轉換中讀取和轉換后讀取。本設計采用先轉換后讀取數據的方法，具體工作過程如下:當轉換起始信號CONVST上升沿時，4個采樣保持器進入保持狀態，開始對選擇的通道采樣。同時，BUSY輸出信號被觸發為高電平，并在轉換過程中一直保持為高，當全部通道轉換結束后，才變為低電平。EOC信號在AD7864，其采用5V單電源供電。4個通道上的輸入信號可同步進行采樣，因而可保留4個輸入通道上的信號相位信息。AD7864模數轉換后數據的讀取有兩種方法:轉換中讀取和轉換后讀取。本設計采用先轉換后讀取數據的方法，具體工作過程如下:當轉換起始信號CONVST上升沿時，4個采樣保持器進入保持狀態，開始對選擇的通道采樣。同時，BUSY輸出信號被觸發為高電平，并在轉換過程中一直保持為高，當全部通道轉換結束后，才變為低電平。EOC信號在每一個通道轉換結束時均有效。全部通道轉換后的數據保存在AD7864內部相應的鎖存器中。全部通道轉換結束后，當片選信號和讀信號有效時，就可以按照轉換順序從數據總線上并行讀取數據。

1．3存儲模塊

模數轉換的數據經過FPGA芯片內部的存儲器進行緩存，之后通過UART向上位機傳輸或者存入SD卡。SD卡是基于快速閃存的新一代存儲器，具有體積小、容量大、移動方便等特點。本設計采用閃迪公司的8G容量SD卡作為系統的存儲模塊。SD卡的讀寫采用SPI模式。SPI模式使用字節傳輸，其優點是簡化主機的設計。讀寫SD卡的操作都需要先對SD卡進行初始化，完成SD卡的初始化之后即可進行讀寫操作。SPI總線模式支持單塊(CMD24)和多塊(CMD25)寫操作，多塊操作是指從指定位置開始寫下去，直到SD卡收到一個停止命令CMD12才停止。單塊寫操作的數據塊長度只能是512字節。單塊寫入時，命令為CMD24，當應答為0時說明可以寫入數據，大小為512字節。SD卡對每個發送給自己的數據塊都通過一個應答命令加以確認，其數據長度為1個字節，當低5位為00101時，表明數據塊被正確寫入SD卡。

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二、優化課程教學方式方法

以多媒體教學為主，輔以必要的板書，力求給學生創造生動的課堂氛圍；以充分調動學生學習積極性和提升學生設計能力的目標為導向[3]，重點探索啟發式、探究式、討論式、參與式、翻轉課堂等教學模式，激勵學生自主學習；在教學講義的各章節中添加最新知識，期末開展前沿專題討論，幫助學生掌握學科前沿動態。傳統教學模式以板書為主，不能滿足集成電路設計課程信息量大的需求，借助多媒體手段可將大量前沿資訊和設計實例等信息展現給學生。由于集成電路設計理論基礎課程較為枯燥乏味，傳統的“老師講、學生聽”的教學模式容易激起學生的厭學情緒，課堂教學中應注意結合生產和生活實際進行講解，多列舉一些生動的實例，充分調動學生的積極性。另外，關于集成電路設計的書籍雖然很多，但是在深度和廣度方面都較適合作為本科生教材的卻很少，即便有也是出版時間較為久遠，跟不上集成電路行業的快速發展節奏，選擇一些較新的設計作為案例講解、鼓勵學生瀏覽一些行業資訊網站和論壇、開展前沿專題講座等可彌補教材和行業情況的脫節。

三、改革課程考核方式

改革課程考核、評價模式，一方面通過習題考核學生對基礎知識和基本理論的掌握情況；另一方面，通過項目實踐考核學生的基本技能，加大對學生的學習過程考核，突出對學生分析問題和解決問題能力、動手能力的考察；再者，在項目實踐中鼓勵學生勇于打破常規，充分發揮自己的主觀能動性，培養學生的創新意識。傳統“一張試卷”的考核方式太過死板、內容局限，不能充分體現學生的學習水平。集成電路設計牽涉到物理、數學、計算機、工程技術等多個學科的知識，要求學生既要有扎實的基礎知識和理論基礎，又要有很好的靈活性。因此，集成電路設計課程的考核應該是理論考試和項目實踐考核相結合，另外，考核是評價學生學習情況的一種手段，也應該是幫助學生總結和完善課程學習內容的一個途徑，課程考核不僅要看學生的學習成果，也要看學生應用所學知識的發散思維和創新能力。

四、加強實踐教學

在理論課程講解到集成電路的最小單元電路時就要求學生首先進行模擬仿真實驗，然后隨著課程的推進進行設計性實驗，倡導自選性、協作性實驗。理論課程講授完后，在暑期學期集中進行綜合性、更深層次的設計性實驗。集成電路設計是一門實踐性很強的課程，必須通過大量的項目實踐夯實學生的基礎知識水平、鍛煉學生分析和解決問題的能力。另外，“設計”要求具備自主創新意識和團隊協作能力，應在實踐教學中鼓勵學生打破常規、靈活運用基礎知識、充分發揮自身特點并和團隊成員形成優勢互補，鍛煉和提升創新能力和團隊協作能力。

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（2）指向角的影響。指向角是影響測量分辨率的一個重要因素，它與工作波長，傳感器半徑的關系為：指向角θ越小，分辨率越高，但要求傳感器半徑r越大，制造越難。

（3）溫度的影響。超音波的測量距離s=Vt/2，其中t由系統單片機計時，精度很高，但超音波在空氣傳播的速度V會受到溫度、濕度、粉塵、氣流等很多因素的影響，通過實驗比較分析發現：溫度對超音波的傳播速度影響最嚴重，可見溫度引起的測量誤差十分大，不可忽視，必須采取措施來改善，正因為如此本文設計了基于AD590在超聲波測距儀的溫度補償電路，改善了溫度引起的測量誤差，保證了測量儀的測量精度。

2AD590的特性及應用

本設計中采用美國生產的AD590的感溫器，利用了它輸出電流與絕對溫度成比例的特性，而且精度很高（僅為±0.3℃），它的高阻抗特性保證了它受負載的影響很小，同時AD590可以通過CMOS多路切換實現多路復用。AD590適用溫度范圍廣（-55℃～150℃），工作電壓范圍也廣（4～30V），它是一個低成本單片集成兩端感溫恒流源，應用中不要再附加線性處理電路，放大電路等其它支持電路，總之基于AD590線性好，精度高，價格低等突出特性我們選擇了它。AD590的引腳及使用方法：AD590有3個的引腳，一般只用兩個（+-兩引腳）第三個引腳一般接外殼起到屏蔽作用來。在下面AD590的使用連接圖中，AD590的輸出電壓值與溫度的關系分析。

3溫度補償電路設計

基于此我們設計的溫度補償電路：電路基本設計思路：為了保證I的線性度好，在檢測電壓時不能分流，因此使用電壓跟隨器其輸出電壓V2等于輸入電壓V，即AD590的輸出電壓。考慮到電路中電抗對電源的影響，電源會帶有雜波，從而影響AD590的輸出電壓，因此使用齊納穩壓二極管取得一個相對穩定的電壓，通過可變電阻分壓取出一個穩定的參考電壓2.73V。我們把來自AD590的輸出電壓與穩定的參考電壓2.73V分別通過差動放大器的+-端輸入，差動放大器輸出Vo為（100K/10K）×（V2-V1）=T/10，假設環境溫度為攝氏20℃，輸出電壓就為2V，就得到一個隨溫度變化而線性變化的電壓。輸出電壓接AD轉換器，那么AD轉換輸出的數字量就和攝氏溫度成線形比例關系。系統溫度采集流程為：初始化數據操作讀溫度輸出，基本流程如下溫度采集子程序。在計算距離時進行了溫度的補償設計。

4實驗結果

如果系統沒有采用溫度補償措施，測量的結果誤差很大，如果采用了本設計的溫度補償電路，則測量的結果誤差大大的減少，完全達到實際測量的精度要求。

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引言

TOPSwitch是美國功率集成公司（PI）于20世紀90年代中期推出的新型高頻開關電源芯片，是三端離線PWM開關（ThreeterminalofflinePWMSwitch）的縮寫。它將開關電源中最重要的兩個部分——PWM控制集成電路和功率開關管MOSFET集成在一塊芯片上，構成PWM/MOSFET合二為一集成芯片，使外部電路簡化，其工作頻率高達100kHz，交流輸入電壓85～265V，AC/DC轉換效率高達90％。對200W以下的開關電源，采用TOPSwitch作為主功率器件與其他電路相比，體積小、重量輕，自我保護功能齊全，從而降低了開關電源設計的復雜性，是一種簡捷的SMPS（SwitchModePowerSupply）設計方案。

TOPSwitch系列可在降壓型，升壓型，正激式和反激式等變換電路中使用。但是，在現有的參考文獻以及PI公司提供的設計手冊中，所介紹的都是用TOPSwitch制作單端反激式開關電源的設計方法。反激式變換器一般有兩種工作方式：完全能量轉換（電感電流不連續）和不完全能量轉換（電感電流連續）。這兩種工作方式的小信號傳遞函數是截然不同的，動態分析時要做不同的處理。實際上當變換器輸入電壓在一個較大范圍發生變化，和（或者）負載電流在較大范圍內變化時，必然跨越兩種工作方式，因此，常要求反激式變換器在完全能量和不完全能量轉換方式下都能穩定工作。但是，要求同一個電路能實現從一種工作方式轉變為另一種工作方式，在設計上是較為困難的。而且，作為單片開關電源的核心部件高頻變壓器的設計，由于反激式變換器中的變壓器兼有儲能、限流、隔離的作用，在設計上要比正激式變換器中的高頻變壓器困難，對于初學者來說很難掌握。筆者采用TOP225Y設計了一種單端正激式開關電源電路，實驗證明該電路是切實可行的。下面介紹其工作原理與設計方法，以供探討。

1TOPSwitch系列應用于單端正激變換器中存在的問題

TOPSwitch的交流輸入電壓范圍為85～265V，最大電壓應力≤700V，這個耐壓值對于輸入最大直流電壓Vmax=265×1.4=371V是足夠的,但應用在一般的單端正激變換器中卻存在問題。

圖1是典型的單端正激變換器電路，設計時通常取NS=NP，Dmax<0.5（一般取0.4）,按正激變換器工作過程,TOPSwitch關斷期間，變壓器初級的勵磁能量通過NS，D1，E續流（泄放）。此時，TOPSwitch承受的最大電壓為

VDSmax≥2E=2Vmax=742V（1）

大于TOPSwitch所能承受的最大電壓應力700V，所以，TOPSwitch不能在一般通用的正激變換器中使用。

2TOPSwitch在單端正激變換器中的應用

由式（1）可知，TOPSwitch不能在典型單端正激變換器中應用的關鍵問題，是其在關斷期間所承受的電壓應力超過了允許值，如果能降低關斷期間的電壓應力，使它小于700V，則TOPSwitch仍可在單端正激變換器中應用。

2.1電路結構及工作原理

本文提出的TOPSwitch的單端正激變換器拓撲結構如圖1所示。它與典型的單端正激變換器電路結構完全相同,只是變壓器的去磁繞組的匝數為初級繞組匝數的2倍,即NS=2NP。

TOPSwitch關斷時的等效電路如圖2所示。

若NS與NP是緊耦合，則，即

VNP=1/2VNS=1/2E（2）

VDSmax=VNP＋E=E=1.5×371

=556.5V<700V（3）

2.2最大工作占空比分析

按NP繞組每個開關周期正負V·s平衡原理，有

VNPon(Dmax/T)=VNPoff[(1-Dmax)/T]（4）

式中：VNPon為TOPSwitch開通時變壓器初級電壓，VNPon=E；

VNPoff為TOPSwitch關斷時變壓器初級電壓，VNPoff=（1/2）E。

解式（4）得

Dmax=1/3（5）

為保險，取Dmax≤30％

2.3去磁繞組電流分析

改變了去磁繞組與初級繞組的匝比后，變壓器初級繞組仍應該滿足A·s平衡，初級繞組最大勵磁電流為

im(t)|t=DmaxT=Ism=DmaxT=(E/Lm)DmaxT（6）

式中：Lm為初級繞組勵磁電感。

當im(t)=Ism時，B=Bmax，H=Hmax，則去磁電流最大值為

Ism==(Hmaxlc/Ns)=1/2Ipm(7)

式中：lc為磁路長度；

Ipm為初級電流的峰值。

根據圖2（b）去磁電流的波形可以得到去磁電流的平均值和去磁電流的有效值Is分別為

下面討論當NP=NS，Dmax=0.5與NP=NS，Dmax=0.3時的去磁電流的平均值和有效值。設上述兩種情況下的Hmax或Bmax相等，即兩種情況下勵磁繞組的安匝數相等，則有

Im1NP1=Im2NP2（10）

式中：NP1為Dmax=0.5時的勵磁繞組匝數；

NP2為Dmax=0.3時的勵磁繞組匝數；

設Lm1及Lm2分別為Dmax=0.5和Dmax=0.3時的初級繞組勵磁電感，則有

Im1=E/Lm1×0.5T為Dmax=0.5時的初級勵磁電流；

Im2=E/Lm2×0.3T為Dmax=0.3時的初級勵磁電流。

由式（10）及Lm1，Lm2分別與NP12，NP22成正比，可得兩種情況下的勵磁繞組匝數之比為

(NP1)/(NP2)=0.5/0.3

及(Im1)/(Im2)=(Np2)/(Np1)=0.3/0.5(12)

當NS1=NP1時和NS2=2NP2時去磁電流最大值分別為

Ism1=Im1=Im（13）

Ism2=Im2=(0.5/0.6)Im（14）

將式（10）～（14）有關參數代入式（8）～（9）可得到，當Dmax=0.5時和Dmax=0.3時的去磁電流平均值及與有效值Is1及Is2分別為

Is1=1/4ImImIs1=0.408Im（Dmax=0.5）

Is2≈0.29ImIs2=0.483Im（Dmax=0.3）

從計算結果可知，采用NS=2NP設計的去磁繞組的電流平均值或有效值要大于NS=NP設計的去磁繞組的電流值。因此，在選擇去磁繞組的線徑時要注意。

3高頻變壓器設計

由于電路元件少,該電源設計的關鍵是高頻變壓器,下面給出其設計方法。

3.1磁芯的選擇

按照輸出Vo=15V，Io=1.5A的要求，以及高頻變壓器考慮6％的余量，則輸出功率Po=1.06×15×1.5=23.85W。根據輸出功率選擇磁芯，實際選取能輸出25W功率的磁芯，根據有關設計手冊選用EI25，查表可得該磁芯的有效截面積Ae=0.42cm2。

3.2工作磁感應強度ΔB的選擇

ΔB=0.5BS，BS為磁芯的飽和磁感應強度，由于鐵氧體的BS為0.2～0.3T，取ΔB=0.15T。

3.3初級繞組匝數NP的選取

選開關頻率f=100kHz（T=10μs），按交流輸入電壓為最低值85V，Emin≈1.4×85V，Dmax=0.3計算則

取NP=53匝。

3.4去磁繞組匝數NS的選取

取NS=2NP=106匝。

3.5次級匝數NT的選取

輸出電壓要考慮整流二極管及繞組的壓降，設輸出電流為2A時的線路壓降為7％，則空載輸出電壓VO0≈16V。

取NT=24匝。

3.6偏置繞組匝數NB的選取

取偏置電壓為9V，根據變壓器次級伏匝數相等的原則，由16/24=9/NB，得NB=13.5,取NB=14匝。

3.7TOPSwitch電流額定值ICN的選取

平均輸入功率Pi==28.12W（假定η=0.8），在Dmax時的輸入功率應為平均輸入功率，因此Pi=DmaxEminIC=0.3×85×1.4×IC=28.12，則IC=0.85A，為了可靠并考慮調整電感量時電流不可避免的失控，實際選擇的TOPSwitch電流額定值至少是兩倍于此值，即ICN>1.7A。所以，我們選擇ILIMIT=2A的TOP225Y。

4實驗指標及主要波形

輸入AC220V，頻率50Hz，輸出DCVo=15(1±1％)V，IO=1.5A，工作頻率100kHz，圖3及圖4是實驗中的主要波形。